Название: Система управления ПЧНСЕК - схемы (автор неизвестен)

Жанр: Технические

Просмотров: 1012


3.2.4.2. второй вариант дифференцирующего звена

Вместо операции дифференцирования проводится операция интегрирования по следующей схеме (см. рис. 3.10).

В этом случае передаточная функция

где t = RC.

Рис. 3.10

Соответствующая ей АЧХ изображена на рис. 3.11.

Рис. 3.11

Это означает, что в диапазоне частот от 0 до wгр звено осуществляет операцию дифференцирования, а для w > wгр превращается в пропорциональное звено.

3.2.4.3. Оценка граничной частоты

Поскольку дифференцирующее звено восстанавливает падение напряжения на индуктивности L0, то качество его воспроизведения зависит в основном от возможности передавать фронт этого напряжения.

На рис. 3.12 показаны пульсации напряжения (uвых) и тока (i) на выходе ПЧНСЕК. Наибольшая амплитуда пульсаций соответствует углам управления, близким к 90 эл.град., что составляет 0,5 E2m или около 5 В в напряжении на выходе датчика напряжения, имея в виду возможность передачи датчиком напряжения амплитуды выходного напряжения Е2m, которой соответствует максимальное напряжение на выходе датчика напряжения, равное 10 В.

Рис. 3.12

Следовательно, амплитуда фронта на выходе дифференцирующего звена должна быть 10 В.

Скорость нарастания фронта определит качество воспроизведения противоЭДС. Поскольку в трехфазной мостовой схеме период пульсаций Тп = 3,3 мс, то, приняв длительность фронта tф = 0,01 Тп, получим его значение около 33 мкс. Тогда можно принять длительность фронта за 1/2 периода верхней частоты пропускания согласно рис. 3.13, при этом граничная частота fгр = = 1/2tф = 1/66 мкс = 15 кГц. В этом случае скорость нарастания фронта V = 10 В/33 мкс = 0,3 В/мкс, следовательно, необходимо выбирать микросхемы, обеспечивающие данное быстродействие, например, К 544 УД1 (V = 2 В/мкс) или К 140 УД20 (V = = 0,3 В/мкс).

Как правило, реальная граничная частота находится в диапазоне 5…10 кГц и ограничивается составом пульсаций и помех на выходе датчика тока.

 

3.2.4.4. Способ повышения качества выделения

противоЭДС нагрузки

Поскольку реальный фронт пульсации выходного напряжения ПЧНСЕК круче восстановленного в дифференцирующем звене, то возникает из их разности импульсная помеха по фронту uф (рис. 3.12). Устранить эту помеху можно на основе схемы запоминания на время действия помехи.

Рис. 3.14

На рис. 3.14 приведена функциональная схема исключения помехи по фронту. Она содержит управляемый электронный ключ DA1 (например, К 590 КН4), запоминающий элемент (конденсатор С1), повторитель DA2 (например, К 140 УД20) и ждущий мультивибратор (ЖМ).

Напряжение предварительной противоЭДС eо.п с выхода ДЕ через нормально замкнутый ключ поступает на вход повторителя, на выходе формируется требуемая противоЭДС eо. Состоянием ключа управляет ЖМ, который вырабатывает короткие импульсы 0,03Тп @ 0,1 мс, размыкающие ключ. Срабатывание ЖМ происходит по переднему фронту сигнала С, который представляет собой сборку передних фронтов всех импульсов управления, относящихся к данной фазе асинхронного двигателя.

3.2.5. Датчик состояния тиристоров (ДСТ)

В ПЧНСЕК с раздельным управлением перед включением очередного комплекта необходима информация о выключенном состоянии тиристоров предыдущего комплекта. В качестве источника такой информации при коротких импульсах управления может быть напряжение на управляющем переходе тиристоров, измерение сопротивлений тиристоров путем опроса тиристоров высокочастотным сигналом, наличие тока во входных сетевых шинах или тока нагрузки. И все-таки наиболее простым, точным, надежным и широко распространенным способом определения выключенного состояния тиристоров является способ контроля напряжения анод – катод тиристоров. Как правило, требуется гальваническая развязка между напряжением анод – катод тиристоров и системой управления, где эта информация используется.

Широкое применение имеют трансформаторная и оптронная развязки.

Подключение датчика состояния тиристора показано на рис. 3.15.

Рис. 3.15

Два комплекта ТК и ТК′ тиристорного преобразователя ПЧНСЕК, питающего одну фазу асинхронного двигателя, тиристоры анодной группы для ТК и катодной группы ТК′ не показаны. Контроль всех тиристоров ПЧНСЕК одной фазы АД осуществляется только в катодной группе ТК и анодной группе ТК′, поскольку можно принять, что если закрыты тиристоры катодной группы комплекта ТК, то закрыты тиристоры анодной группы комплекта ТК, и если закрыты тиристоры анодной группы комплекта ТК′, то закрыты тиристоры катодной группы этого комплекта.

Напряжение на тиристорах измеряется относительно общей точки катодной группы ТК и анодной группы ТК′ (ОК). По напряжению u1 относительно ОК контролируется состояние тиристоров 1 и 2′, по u2 и u3 контролируется состояние тиристоров 3 и 4′, 5 и 6′ соответственно.

Тиристор считается закрытым, если соответствующее напряжение (u1, u2, u3) более 5 В независимо от полярности. Если условие не выполнено, тиристор считается открытым.

Указанные напряжения u1, u2, u3 относительно общей точки ОК поступают на вход ДСТ.

Функциональная схема ДСТ приведена на рис. 3.16.

Рис. 3.16

ДСТ имеет элементы под высоким сетевым напряжением и элементы с общим напряжением системы управления. На стороне высокого напряжения находятся элементы: 3 идентичных ключа К1, К2, К3, состоянием которых (замкнутое, разомкнутое) управляют соответственно напряжения u1, u2, u3, выпрямитель В1, собранный по однофазной мостовой схеме и вторичная обмотка W2. На стороне низкого напряжения находятся элементы: высокочастотный генератор Г, первичная обмотка W1, вторичная обмотка W3, выпрямитель В2 (однофазный мостовой) и нуль-орган НО. Гальваническую развязку осуществляет трансформатор Т1, для уменьшения габаритов которого принято высокочастотное питание 10 В, 50 кГц, получаемое от высокочастотного генератора Г. Все обмотки имеют одинаковое число витков W1 = W2 = W3.

Схема работает следующим образом. Если все напряжения u1, u2, u3, более 5 В (т. е. тиристоры закрыты), то ключи К1 – К3 разомкнуты, U4m = UВЧm = 10 В и выпрямленное напряжение U5 = 10 В. Если хотя бы одно из напряжений u1 или u2, или u3 равно нулю, то соответствующий ключ замкнут и через выпрямитель В1 шунтирует обмотку W2. В этом случае U4 » 0. Так как все напряжение uВЧ падает на балластном резисторе RБ и, следовательно, напряжение U5 » 0. Описанные случаи приведены на

рис. 3.17.

Рис. 3.17

Напряжение с генератора имеет прямоугольную знакопеременную форму. Пульсации выпрямленного напряжения u5 определяются постоянной времени , где Lm  – индуктивность намагничивания первичной обмотки, чем выше Lm, тем меньше пульсации. С другой стороны, RБ  ³ 10 RК, где RК – сопротивление одного из ключей в открытом состоянии.

На входе нуль-органа устанавливается порог срабатывания UП, равный среднему значению из максимального и минимального значения u5 c учетом пульсаций. Если u5 > UП (закрытое состояние тиристоров), то на выходе НО формируется уровень UДСТ = 10 В, что соответствует логической единице. В противном случае UДСТ = 0 В.

Принципиальная схема ключа

Все элементы ДСТ имеют известные решения, за исключением схемы ключа. Принципиальная схема ключа приведена на рис. 3.18.

Ключ образован двумя последовательными полевыми транзисторами с p-n-затворами и противоположными каналами (VT1 – с каналом n-типа, VT2 – с каналом р-типа). Истоки транзисторов объединены и подключены к ОК – точке общих катодов контролируемых тиристоров. Стоки транзисторов подключаются на по

 стоянное напряжение UПТ источника питания с указанной полярностью.

Рис. 3.18

Ключи выбираются с напряжением отсечки в пределах 2,5…3,5 В, например, КП103 и КП303.

Управление ключом осуществляется контролируемым напряжением u1 (относительно точки ОК). Если напряжение u1 = 0, то оба транзистора открыты и ключ замкнут с суммарным сопротивлением около 1 кОм и шунтирует источник питания UПТ, который имеет внутреннее сопротивление около 10 кОм.

Если принять напряжение отсечки обоих транзисторов 3 В, то при увеличении u1 в сторону положительных значений транзистор VT1 всегда открыт и образуется делитель R1, R2, с выхода которого через R3 на транзистор VT2 подается запирающее напряжение, которое достигнет напряжения отсечки при U1 = = Uотс×(R1 + R2)/R2 = 3×(1,3/1) = 3,9 В, с учетом же входного тока p-n-перехода VT2 и тока стабилитрона – VD1 менее тока стабилизации напряжение запирания U1 получается около 5 В. При смене полярности u1 открытым будет VT2 и при U1 = –5 В закрывается транзистор VT1.

Таким образом, если по модулю |U1| < 5 В, то ключ открыт, при |U1| > 5 В – ключ закрыт.

Двуханодный стабилитрон, например КС191, обеспечивает ограничение напряжения на затворах уровнем напряжения стабилизации около 9 В,  которое  меньше  электрической прочности p-n-переходов транзисторов, тогда как u1 достигнет в амплитуде около 300 В.

Высокоомный резистор R1 ограничивает ток на уровне 1 мА и обеспечивает малый уровень потребления тока цепью управления и, следовательно, малые габариты R1 (достаточно иметь резистор R1 мощностью не более 500 мВт). Это становится возможным за счет малых токов обратно смещенного p-n-перехода транзисторов VT1, VT2 и малых токов стабилитрона VD1 при напряжениях менее напряжения стабилизации.

3.3. Блоки системы импульсно-фазового управления (СИФУ)

В разделе рассматриваются принципы построения составляющих блоков системы импульсно-фазового управления при слежении за током нагрузки, особенности их реализации и метрологические требования по точности формирования соответствующих напряжений.

Система импульсно-фазового управления состоит из следующих традиционно выделяемых блоков: блок формирования опорного напряжения (ФОН) в непрерывном и прерывистом режимах работы ПЧНСЕК, регулятор среднего значения тока (РСТ), модулятор фазы углов отпирания тиристоров (МФ), устройство раздельного управления тиристорными комплектами (УРУ), устройство ограничения углов отпирания тиристоров в инверторных режимах (ОИ), выходные каскады (ВК).

3.3.1. Устройство формирования опорного напряжения

в непрерывном режиме

Алгоритм формирования опорного сигнала в непрерывном режиме рассмотрен в разделе 2.3 [(2.40)….(2.46), рис. 2.12, 2.13].

Следует иметь в виду, что в разделе 2.3 изложение ведётся в терминах источников тока, тогда как схемотехническая реализация формирования опорных сигналов осуществляется на основе элементов (микросхем), которые представляются источниками напряжения и, следовательно, при этом должны устанавливаться соответствия: опорное напряжение uоп.к соответствует iоп.к, напряжение коррекции uкор.к соответствует iкор.к и т. д.

Формирователь опорного напряжения (ФОН) рассмотрен на примере трёхфазно-однофазной схемы ПЧНСЕК (рис. 3.19), для которой его целесообразно построить по малоканальному принципу, заключающемуся в том, что число каналов равно числу фаз питающей сети и, следовательно, в каждом канале формируется опорное напряжение для всех тиристоров, относящихся к данной фазе. Например, в канале фазы А формируется опорное напряжение для тиристоров 1, 1/, 2, 2/.

Тогда по аналогии с (2.45), (2.46) для канала А получим:

 

Рис. 3.19

 

uоп.А = uоп.А.С + К×uоп.А.S;                                (3.6)

 

uоп.А.C = С1∫ (uСВ – uАВ)dt = C1∫ [(uC – uB) – (uA – uB)]dt =

 

= C1∫ (uC – uA)dt = C1 [∫uCdt – ∫uAdt];                         (3.7)

 

uоп.А.S = C2 ∫ (uCB + uAB)dt = C2 ∫ [(uC – uB) + (uA – uB)]dt =

 

= C2 ∫ (uC + uA – 2uB)dt = C2[∫uCdt + ∫uAdt – 2∫uBdt].         (3.8)

 

Соотношения (3.6) – (3.8) реализуются функциональной блок-схемой ФОН, представленной на рис. 3.20, а векторные диаграммы на рис. 3.21 и временные развертки на рис. 3.22 иллюстрируют ее работу.

Элементы ФОН, относящиеся к одному каналу, имеют в обозначении индекс данной фазы силовой сети. Таким образом, в канал А входят: датчик сетевого напряжения ДСНА, два сумматора С1А, С2А, нуль-орган НОА, фазочуствительные реверсоры РА.С, РА.S и выходной сумматор С3А.

Трехфазная система напряжений сети с общим нулем uА, uВ, uС (рис. 3.22, а) поступает на вход датчиков сетевых напряжений (ДСНА, ДСНВ, ДСНС) (рис. 3.20). Выходные напряжения датчиков uИ.А, uИ.В, uИ.С являются интегралами от входных напряжений и с учетом инверсии, которая определена принципиальной схемой датчика (рис. 3.2), приведены на рис. 3.22, б.

 

Рис. 3.20

Опорные напряжения формируются в зонах возможного отпирания тиристоров, которые имеют длительность p (полупериода питающей сети) и с началом в точках естественного отпирания, которые отмечены на рис. 3.22, а цифрами, соответствующими тиристорам с таким же порядковым номером в схеме рис. 3.19. На рис. 3.22, в приведена система линейных ЭДС, действующих в цепи нагрузки при включении соответствующего тиристора.

Рис. 3.21

 

Таким образом, интервал возможных углов отпирания p для тиристора 1 находится между точками 1-2 рис. 3.22, а и в, а аналогичный интервал для тиристора 2 между точками 2-1. Аналогичные интервалы p для остальных тиристоров легко выделить на указанных рисунках.

Сумматор С1А формирует –uоп.А.С путем вычитания из напряжения uИ.С напряжения uИ.А, сумматор С2А формирует –uоп.А.S из трех составляющих: uИ.А, uИ.В, uИ.С, причем весовое соотношение uИ.В в два раза больше, чем весовые соотношения uИ.А и uИ.С (формула (3.8) и векторные диаграммы на рис. 3.21), а выходные напряжения сумматоров uоп.А.С и uоп.А.S нормируются, т. е., устанавливаются равными по амплитуде 10 В при максимальных значениях фазных напряжений.

Нуль-органы НОА, НОВ, НОС по переходу через нуль синусных напряжений -uоп.А.S, -uоп.В.S, -uоп.С.S формируют соответствующие селекторные сигналы СА, СВ, СС (рис. 3.22, и, к, л), которые используются для управления ревесорами РС, РS в каждом канале, а также в дальнейшем для распределения отпирающих импульсов по тиристорам, как это необходимо в малоканальных системах.

Фазочувствительные реверсоры осуществляют реверс составляющих опорного напряжения в каждом канале по селекторным сигналам СА, СВ, СС (рис. 3.22, и, к, л). Например, в канале фазы А  для тиристоров  1, 1/  косинусная  и синусная составляющие

Рис. 3.22

опорного напряжения получаются на интервале между точками 1-2 путем инвертирования напряжений -uоп.А.С и -uоп.А.S, а для тиристоров 2, 2/ на следующем интервале между точками 2-1 – без инвертирования. В результате получаются две полукосинусоиды ūоп.А.С (рис. 3.22, е) и две полусинусоиды ūоп.А.S (рис. 3.22, ж), суммирование которых в сумматоре С3А в соотношении

                          (3.9)

где согласно (2.44) при m = 6, σ = 10,1o (см. также рис. 3.21, рис. 3.22, з), формирует опорное напряжение uоп.А.

Аналогичные преобразования осуществляются в каналах В и С.

3.3.1.1. Реализация элементов функциональной схемы

на аналоговых элементах

Рассматривается реализация сумматоров С1, С2, С3, нуль-органов НО, реверсоров Рс, Рs. При реализации сумматоров и реверсоров все выходные напряжения нормированы на уровне ± 10 В для уменьшения влияния собственного смещения операционных усилителей, которые определялись коэффициентом усиления конкретного операционного усилителя по неинвертирующему входу, близкому к единице, и в основном приведенным напряжением смещения (Uсм) и в меньшей мере разностным входным током смещения (DIсм). В этом случае смещение на выходах рассматриваемых устройств не превышает 10 мВ, что составляет от полезного сигнала в 10 В менее 0,1 \% и влиянием смещения на работу устройства можно пренебречь.

С другой стороны, точность формирования напряжения определяется разбросом сопротивлений обвязки операционных усилителей. В этой связи указанные сопротивления выбирались с допуском ± 1\%, что, как показала практика, является вполне приемлемым.

Все элементы устройства выполнены на микросхеме К140УД20, которая имеет в корпусе два операционных усилителя, возможность установки нуля смещения внешним потенциометром, внутреннюю коррекцию для устранения самовозбуждения, а также скорость изменения выходного напряжения V = 0,2 В/мкс, что вполне допустимо для этой группы устройств.

Принципиальная схема сумматора С1

Принципиальная схема сумматора С1 приведена на рис. 3.23. На входе действуют два нормированных напряжения с амплитудой 10 В, на выходе формируется напряжение с нормированной амплитудой 10 В. Суммирование производится согласно уравнению (3.7), т. е. коэффициенты передачи по обоим каналам одинаковы. При единичных коэффициентах передачи согласно векторной диаграмме рис. 3.21 амплитуда результирующего напряжения в  раза больше амплитуды входных напряжений.

 

Рис. 3.23

 

Следовательно, для нормирования выходного напряжения необходимо иметь коэффициент передачи по каждому каналу . Этот коэффициент передачи реализуется приведенными номиналами резисторов, причем резисторы имеют ±1 \% допуск по разбросу номинала. Действительно, коэффициент передачи напряжения uИ.А имеет значение:

 

,

 

а коэффициент передачи напряжения uИ.С

 

,

что составляет погрешность от требуемого коэффициента передачи менее 0,2 \%.

Напряжение смещения выходного напряжения uоп.А.С

 

 

что составляет от амплитуды выходного сигнала 0,16 \%.

 

Принципиальная схема сумматора С2

 

Сумматор С2 выполняет суммирование трех входных нормированных напряжений согласно уравнению (3.8) с выполнением нормирования сигнала по выходу.

Принципиальная схема сумматора приведена на рис. 3.24 с указанием номиналов резисторов, имеющих также точность 1 \%.

Рис. 3.24

 

Согласно векторной диаграмме формирования – uоп.A.S (рис. 3.21) при равных амплитудах входных напряжений выходное напряжение превышает их в 3 раза, причем коэффициент передачи по напряжению uИ.В должен быть в 2 раза больше, чем по остальным напряжениям uИ.А и uИ.С. Следовательно, для нормирования выходного напряжения необходимо иметь коэффициенты передачи по напряжениям uИ.A uИ.С, равные 1/3 = 0,333, а по напряжению uИ.B в два раза больший (0,666). Приведенные номиналы принципиальной схемы соответствуют этим коэффициентам передачи.

Погрешность выполнения операций менее 0,4 \%. Эквивалентные сопротивления, подключенные к обоим входам микросхемы, одинаковы, поэтому смещение на выходе:

что и составляет не более 0,17 \% от амплитуды выходного напряжения.

Схема нуль-органа и реверсоров синусной

и косинусной составляющих

Рис. 3.25

Нуль-орган (рис. 3.25) выполнен на операционном усилителе (DA1-1) без обратной связи. Напряжение – uоп.А.S подается на неинвертирующий вход через резистор R1, служащий для защиты выхода формирователя этого напряжения при выходе из строя микросхемы DA1-1 и закорачивании ножки входной 1 на один из уровней напряжения питания микросхемы DA1-1. При переходе напряжения – uоп.А.S через нуль происходит изменение знака выходного напряжения с амплитудой около 11 В. Для согласования выхода DA1-1 со входом микросхемы DA2 служит цепь  R3, VD1, отсекающая отрицательный уровень напряжения с выхода DA1-1. В результате напряжение СА получается однополярным (рис. 3.22, и), которое и требуется для управления микросхемой DA2.

Фазочувствительный реверсор выполнен на двух микросхемах DA2, DA1-2, из которых DA2 – аналоговый ключ, например, К590КН4, а DA1-2 – второй операционный усилитель в общем корпусе DА1.

Аналоговый ключ питается напряжением ± 15 В, имеет два электронных ключа, один нормально замкнутый (входы 3, 5), другой – нормально разомкнутый (входы 6, 9) при уровне на входе 10 в диапазоне 0…3 В, а при уровне на входе 10 в диапазоне 7…10 В состояние ключей изменяется на противоположное. Сопротивление открытого ключа менее 50 Ом, ток утечки закрытого ключа 10 мкА, ключи пропускают ток 10 мА в обоих направлениях и могут коммутировать двухполярное напряжение амплитудой 10 В. В корпусе К540КН4 имеется еще аналогичная схема ключей, которая может быть использована для схемы реверса синусной составляющей этого же канала.

В операционном усилителе DА1-2 напряжение подается на оба входа, причем коэффициент передачи по входу 7 имеет значение (–1), а по входу 6  (+2).  В результате,  если  входное  напряжение – uоп.А.C поступает только на резистор R4, то коэффициент передачи будет (–1), если же одновременно на оба входа, т. е. на резисторы R4 и R5, то коэффициент передачи будет (+1). Коммутация коэффициента передачи микросхемы DA1-2 осуществляется ключами микросхемы DA2 по сигналу СА, как показано на рис. 3.22, г, е, и.

Для повышения качества реверсора (уменьшение смещения выходного напряжения) применяется коммутация резистора R6 в противофазе с R5. В результате эквивалентное сопротивление на входе 6 микросхемы DA1-2 всегда равно эквивалентному сопротивлению на входе 7 той же микросхемы. Точность реверсора определяет отношение R7/R4, поэтому эти резисторы выбраны из 1\% ряда.

Реверсор синусной составляющей построен по аналогичной схеме, только для выполнения фазировки сигналов, как показано на рис. 3.22, д, ж, необходимо поменять местами подключение электронных ключей: ключ с выходами 3, 5 использовать для резистора R6, а ключ с выходами 6, 9 – для резистора R5.

Принципиальная схема сумматора С3

Сумматор С3 (рис. 3.26) выполнен на операционном усилителе. На его вход поступают нормированные по амплитуде напряжения ūоп.А.C, ūоп.А.S. Суммирование напряжений производится в отношении 1:0,178, что обеспечивает указанные соотношения резисторов на рис. 3.26. Резисторы, определяющие коэффициент передачи, кроме R3, выбраны с 1 \% допуском по разбросу.

Рис. 3.26

3.3.2. Устройство формирования опорного напряжения в прерывистом режиме

Опорное напряжение в прерывистом режиме uоп.пр согласно (2.48) определяется суммированием опорного напряжения для непрерывного режима uоп (3.6) и напряжения коррекции uкор. Условия формирования импульса отпирания в момент α для двух значений противоЭДС Е0 иллюстрируется рис. 3.27, где uоп – опорное напряжение для непрерывного режима, uоп.С – косинусная составляющая опорного напряжения для непрерывного режима, e1 – линейная ЭДС, действующая в анодной цепи очередного тиристора, uзт – напряжение задания на ток.

Согласно (2.60) формирование напряжения коррекции может быть приблизительно реализовано в виде

 

uпк = E0 – 10cosα                                   (3.10)

 

Рис. 3.27

или точнее, согласно (2.59)

 

 

.                        (3.11)

 

В частном случае при Е0 = 0 согласно (2.51) Ψ = π/2 и при π/m = π/6 согласно (2.55), (2.56) соответственно

,           

Тогда при α = αmax из (3.10), (3.11) получаем:

Полагая при этом uпк = uкор, получим К = 50 и

 

      (3.12)

 

При α = αmin, uпк = uкор = 0.

На рис. 3.28 по (3.10) ,(3.12) построены зависимости (сплошные линии) uпк  = f(α), uкор = f(α), в диапазоне αmin ≤ α ≤ αmax при согласовании максимальных значений приближённой и точной коррекции на уровне 9 В, а в табл. 1 приведены их численные значения.

Т а б л и ц а  1

 

α [эл. гр]

90

95

100

105

110

115

120

uкор [В]

0

0.36

1.4

2.87

4.75

6.87

9

u пк [В]

0

1.56

3.12

4.66

6.15

7.69

9

 

 

Возможность аппроксимации uкор через uпк вытекает из монотонности обеих функций и из того, что совпадают их нулевые значения в начале прерывистого режима, т. е., при α = αmin.

Как видно из рис. 3.28, непосредственная аппроксимация uкор через uпк имеет существенную погрешность, особенно в начале прерывистого режима. Для повышения точности аппроксимации следует формировать uкор из uпк путем кусочно-линейной аппроксимации. Достаточную для практики точность позволяет получить аппроксимация 2-3 участками.

 

Рис. 3.28

 

На рис. 3.28  показана  аппроксимация  uкор  двумя участками 0-1, 1-7 (штриховая линия).

 

uкор = К1×uпк + К2(uпк – 3,5),                              (3.13)

 

К1 = U1-2/U5-2 = 1,4/3,5 = 0,38,                          (3.14)

 

К2 = U7-3/U7-6 = 5,6/5,5 = 1,02 » 1.                    (3.15)

 

Поскольку согласно рис. 2.20 наибольшими ординаты uкор будут при Е0 = 0, принятый способ аппроксимации при других значениях Е0 будет адекватным в ещё большей степени.

В малоканальной системе импульсно-фазового управления су-ществует два варианта использования uкор. Можно формировать uкор для каждого канала и формировать опорное напряжение в прерывистом режиме, как показано на рис. 3.27. Однако в этом случае потребуется иметь 3 аппроксиматора. Для уменьшения аппаратных затрат можно суммировать uкор с напряжением управления по выражению (2.61), которое является общим для всех трех каналов. В этом случае число аппроксиматоров сокращается до одного.

Перенесение uкор из опорного напряжения в управляющее возможно в связи с тем, что формируемые uкор для каждого тиристора не перекрываются во времени, поскольку интервал дискретности 2p/m, а длительность формирования u кор около p/m.

Функциональная схема формирования uкор (рис. 3.29) содержит три сумматора СА, СВ, СС по числу каналов, схему ИЛИ на диодах VDA, VDB, VDC и аппроксиматор АП. На все сумматоры поступает общее напряжение противоЭДС Е0 и индивидуально-косинусные составляющие соответствующих опорных напряжений uоп.А.С, uоп.В.С, uоп.С.С. Положительные значения предварительной коррекции каналов uпк.А, uпк.В, uпк.С  в своих временных интервалах не пересекаются, поэтому uпк после выпрямителя VDA, VDB, VDC соответствует одному из трех напряжений – или uпк.А, или uпк.В, или u пк.С.

                     Рис. 3.29                                                          Рис. 3.30

Реализация одного из сумматоров CА приведена на рис. 3.30. Коэффициент передачи по входным сигналам равен  и обеспечивает амплитуду Uпк.А около 9 В, имея в виду, что амплитуды входных сигналов Uоп.А.C.м и Е0.м нормированы и составляет 10 В для Uоп.А.C.м и не превышает 10 В для Е0.м.

В непрерывном режиме Е0 < uоп.А.C включен диод VD1 и uпк.А фиксируется на уровне – 0,5 В, что обеспечивает уменьшение обратного тока диода VD3.

В прерывистом режиме Е0 > uпк.А включается цепь обратной связи R3, VD2, причем включение VD2 компенсирует падение напряжения на VD3 и повышает точность формирования uпк.А.

Формирование uпк.А прекращается при выработке очередного импульса отпирания ИУА в данном канале путем отпирания полевого транзистора VT1. В системе управления ИУА вырабатывается модулятором фазы. Отсутствие импульса управления соответствует уровню ИУА, равному –15 В, наличие импульса управления соответствует уровню +15 В. Импульс управления подается через делитель R4, R5, обеспечивающий ограничение входного тока затвора и обратного напряжения на затворе.

Введение ключа VT1 позволяет ограничить длительность формирования uпк.А интервалом времени, меньшим интервала дискретности преобразования, чтобы исключить перекрытие во времени напряжений предварительной коррекции, формируемых в других каналах.

Реализация аппроксиматора АП приведена на рис. 3.31.

 

Рис. 3.31

 

Аппроксиматор может быть выполнен на основе операционного усилителя, например К140УД20, к которому не предъявляется особых требований по быстродействию и точности.

Первый участок аппроксимации обеспечивает весовой резистор R1, второй участок аппроксимации обеспечивают резистор R1 и вступающий в работу резистор R3 с учетом внутреннего сопротивления делителя R4, R5. На первом участке аппроксимации диод VD1 закрыт, начало второго участка аппроксимации, как следует из рис. 3.28, начинается с уровня Uпк.5 = 3,5 В, при котором потенциал точки А становится равным UА = +0,5 В.

Из (3.14), (3.15)

;                                           (3.16)

 

.                                (3.17)

 

Начало вступления в работу второго участка аппроксимации соответствует уравнению:

 

,

 

где U0 = 0,5 В – падение напряжения на диоде VD2,

  Е1 = –15 В – напряжение смещения.

Из решения этого уравнения получим R5 = 6,19R4, примем R4 = 10 к, тогда R5 = 62 к. Из (3.17) и (3.15), приняв R3 = 9,1 к, получим R2 = 18 к.

Из (3.16) и (3.14) R1 = 47 к.

3.3.3. Устройство ограничения инверторного режима

Для обеспечения защиты ПЧНСЕК от опрокидывания в инверторном режиме необходимо ограничение максимальных углов отпирания тиристора.

Для полного использования ПЧНСЕК по выходному напряжению необходимо формировать ограничение инверторных углов с учетом  тока нагрузки и регулировочной характеристики.

Реализация высказанного предложения  поясняется рис. 3.32, на котором приведены внешние характеристики Uda и ограничительная характеристика Ud.кр. Допустимые максимальные углы отпирания определяются по пересечению внешних характеристик с Ud.кр.

Uda = Ud.кр.

Рис. 3.32

Внешние характеристики и ограничительная описываются выражениями

                        (3.18)

 

                           (3.19)

 

где  – реактивное сопротивление фазы питающей сети ПЧНСЕК. Из (3.18) и (3.19)  может быть определено из решения уравнения

                                (3.20)

где