Название: Основы силовой электроники - Учебник (Зиновьев Г.С.)

Жанр: Технические

Просмотров: 1383


1.4. преобразователи с дозированной передачей энергиив нагрузку

 

Все рассмотренные выше преобразователи  постоянного напряжения в постоянное требовали применения вентилей с полным управлением, т.е. транзисторов или GTO-тиристоров. В то же время обычные тиристоры, являющиеся вентилями с неполным управлением, могут приобрести свойства полностью управляемых вентилей при добавлении к ним устройств искусственной коммутации, обеспечивающих управляемое включение тиристоров в цепях постоянного напряжения. Источником энергии в узле искусственной коммутации служит заряженный конденсатор, который можно использовать не только для выключения тиристоров, но и для дозирования передачи с него энергии в нагрузку. Так родились схемы тиристорно-конденсаторных преобразователей [10]. Поскольку стоимость тиристоров существенно ниже стоимости  транзисторов и GTO-тиристоров той же мощности, а надежность и перегрузочная способность выше, данные схемы на основе технико-экономического анализа могут находить ниши для применения и сегодня.

Схема тиристорно-конденсаторного преобразователя с дозированной передачей энергии в нагрузку показана на рис. 1.4.1.

Преобразователь содержит мост из тиристоров Т1-Т4 с дозирующим и одновременно коммутирующим конденсатором Ск, дроссель Lк, выступающий в роли промежуточного накопителя энергии, и конденсатор С, подключенный через диод к дросселю Lк и выполняющий функцию выходного накопителя энергии, к которому подключается нагрузка R. Схема рассматриваемого преобразователя подобна схеме повышающе-понижающего преобразователя на рис. 1.2.5, у которого входной транзистор заменен тиристорно-конденса-торным мостом.

 

Рис. 1.4.1

 

Диаграммы электромагнитных процессов в элементах схемы приведены на рис. 1.4.2.

Период Тт процессов состоит из трех интервалов.

Первый  интервал t0t1 начинается с момента подачи импульсов управления на тиристоры Т1 и Т2. Конденсатор Ск, заряженный до напряжения Uвх+Uвых в полярности, обозначенной на конденсаторе без скобок (далее мы убедимся в правильности исходного допущения), начинает перезаряжаться в колебательном режиме по контуру, включающему Lк и источник входного напряжения Uвх. В процессе колебательного перезаряда конденсатор Ск приобретет полярность напряжения, обозначенную на конденсаторе в скобках. Величина этого напряжения в момент t1 будет равна исходной, и дальнейший перезаряд прекратится, поскольку напряжение на дросселе Lк  в этот момент сравняется с выходным напряжением и откроется диод D. Тиристоры Т1 и Т3 обесточиваются, так как напряжение на конденсаторе Ск больше не изменяется.

· Второй интервал t1t2 характеризуется протеканием тока, оставшегося в коммутирующем дросселе Lк в момент t1, через диод D в выходной накопительный конденсатор С и нагрузку R. Под действием напряжения выхода ток в Lк спадает по линейному закону до нуля и диод D закрывается.

Третий интервал t2t3 характеризуется разрядом накопительного конденсатора С на нагрузку. В момент времени t3 включается вторая пара Т3, Т4 тиристоров  моста и все процессы в схеме повторяются, с тем только отличием, что на следующем такте работает другая пара тиристоров моста, через которые дозирующий конденсатор Ск колебательно перезаряжается в напряжение той же величины и полярности, с которых мы начали рассмотрение на первом интервале.

Параметры вентилей в этой схеме и условия в моменты их включения и выключения ясны из временных диаграмм напряжений и токов тиристора

и диода на рис. 1.4.2.

 

 

Рис. 1.4.2

 

Для того чтобы воспользоваться прежней методикой (см. раздел 1.1.2) получения внешних и регулировочной характеристик преобразователя, необходимо знать моменты перехода схемы от одного интервала к другому

в функции параметров схемы для определения длительностей трех коммутационных функций, соответствующих трем интервалам в периоде процессов в схеме. Качественный анализ временных диаграмм показал возможность находить моменты времени t1 и t2 прямо из анализа процессов на соответствующих интервалах. Но в этом случае возможен и более простой путь анализа исходя из энергетического  баланса активных мощностей на входе и выходе преобразователя на идеальных элементах, который можно записать в следующей форме (пренебрегая пульсациями выходного напряжения относительно его среднего значения Uвых)

,                                                                       (1.4.1)

где Iвх – среднее значение тока дозирующей емкости Ск на такте, которое нагружает источник входного напряжения:

,

где  – волновое сопротивление контура LкСк;  – собственная частота контура.

Момент времени t1 можно выразить из условия окончания первого интервала по признаку достижения напряжением на Lк выходного напряжения преобразователя, т.е.

при t = t1 достигает (–Uвых). Тогда 

Подставляя это значение в выражение для Iвх, получим

.                                                                         (1.4.2)

С учетом этого из уравнения баланса (1.4.1) имеем

,                   (1.4.3)

где  – относительное сопротивление нагрузки;  – относительная частота тактов.

Из решения уравнения (1.4.3) находим относительное значение выходного напряжения преобразователя

.                                           (1.4.4)

По этому уравнению можно построить семейство регулировочных характеристик  при R* = const. В отличие от аналогичного повышающе-понижающего преобразователя на транзисторе, имеющего при идеальных элементах регулировочную характеристику, не зависящую от нагрузки, здесь эти характеристики зависят от нагрузки. Это связано с тем, что накопительный дроссель Lк в рассматриваемой схеме работает в режиме прерывистого тока, а в противопоставляемой схеме рассматривался режим непрерывного тока дросселя.  Да и способ регулирования выходного напряжения здесь стал уже частотно-импульсным, а не широтно-импульсным, как ранее.

Из уравнения (1.4.4) можно получить явное выражение и для внешней характеристики преобразователя в виде , заменив  и решив полученное уравнение снова относительно , т.е.

 .

Из его решения имеем уравнение внешней характеристики

.                                                              (1.4.5)